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    UCC2540是一种用于大电流和低输出电压应用的二次侧同步降压脉宽调制控制器

    时间:2019-7-23, 来源:互联网, 文章类别:元器件知识库

    特征
    高效同步降压器的片内预测门驱动
    操作
    双3-A TruedDrive输出±1兆赫高频操作,从同步到G1输出延迟70纳秒前沿调制采用并联平均电流模式控制回路的过流?;ぶС?.7-V至35-V偏差的3种模式
    操作
    输出级反向电流?;び没Э杀喑坦鼗?.0%初始公差带隙基准高带宽误差放大器热增强型HTSSOP 20针PowerPad封装
    简化应用程序图应用程序多输出电源的二次侧柱调节(SSPR)级联降压变换器总线后处理转换器转换器和直流变压器架构
    描述
    UCC2540是一种用于大电流和低输出电压应用的二次侧同步降压脉宽调制控制器。它既可用作使用两级级联拓扑的隔离直流-直流变换器的本地二次侧控制器,也可用作多个输出电源的二次侧后级调节器(SSPR)。
    UCC2540与来自一次侧或总线转换器或直流变压器的高占空比准直流输出的同步信号一起运行。为了提高效率,它还结合了预测门驱动技术,实际上消除了同步整流器中的体二极管传导损失。

    说明(续)
    UCC2540可在-40°C至105°C的扩展温度范围内提供,并以热增强型PowerPad20针HTSSOP(PWP)包提供。这种采用标准20针TSSOP封装的节省空间的封装具有1.4°C/Wθ的显著降低的热阻,以适应船上的双大电流驱动器。JC
    绝对最大额定值
    工作自由空气温度范围过大(除非另有说明)

    注意:PowerPad没有直接连接到包的任何引线。它是电气和热连接到设备的基板作为接地,应连接到印刷电路板上的pgnd。外露尺寸为1.3 mm x 1.7 mm。但是,由于位置和模具流量的变化,公差可以是+1.05 mm/-0.05 mm(+41 mils/-2 mils)。

    功能框图

    1)REF仅为模式3中的输入。

    UCC2540是一种高效的同步降压控制器,可用于许多负载点应用。它可以作为级联技术的本地控制器,例如用于隔离集成总线变换器(IBC)和直流变压器架构的后处理变换器。也可作为高精度多输出电源的通用二次侧柱调节器。

    用UCC2540作为级联推挽降压二级变换器的二次侧PWM控制器

    两级级联推挽降压拓扑将较高的输入总线电压(如48-V电信电压)转换为2-V以下的输出电压。

    图2。二次侧控级联推挽/降压变换器

    一次侧功率级是一个开环推挽式变换器,提供电压降压和电流隔离。这将获取高总线电压并将其转换为7 V等中间电压。一次侧推拉栅极驱动信号可以来自现成的振荡器或完全集成的50%负载双输出振荡器(如UCC28089)。

    二次侧功率级是一个降压变换器,它是为低输出电压调节而优化的。一次侧的时钟复位脉冲信号通过信号变压器传输。
    这种二次侧控制电路有许多优点。简单的隔离功率级不需要跨越隔离边界的任何反馈。由于一次侧振荡器是自由运行的,因此不需要隔离的启动电源。这一高频电路提供软开关操作(所有六个MOSFET开关),最佳变压器核心利用率,并最小化滤波器要求,因为没有额外的大电流电感。

    推挽初级侧允许简单直接驱动控制输入级MOSFET。作为交换,它要求输入MOSFET的额定值至少是峰值输入线电压的两倍。这种配置适用于36-V至72-V输入线应用,因为在150 V范围内有许多合适的功率MOSFET可用。对于输入电压较大的应用,具有交流调制的半桥或全桥可能更适合于输入级。因此,级联拓扑对于输入功率级具有很大的灵活性。级联拓扑在输出阶段也具有灵活性。

    有关此拓扑的更多信息,请参阅电源研讨会SEM-1300主题1:高电流低输出电压应用的独特级联电源转换器拓扑[1]。本主题讨论了工作原理、设计权衡和关键设计程序步骤。

    多输出电源中的UCC2540

    其中一个灵活性是能够轻松地添加独立调节的辅助输出。级联推挽/降压功率转换器的多输出实现如图3所示。

    图3。推挽/推挽级联变换器的多输出实现

    使用UCC2540作为辅助侧柱调节器

    UCC2540还可用作二次侧柱稳压器(SSPR),用于精确调节多个输出电源的辅助电压,如图4所示。UCC2540采用了前沿调制,因此它可以与电压模式或电流模式的一次侧控制转换器兼容,使用任何拓扑结构,如正向、半桥或推挽。

    图4。带一次侧推拉变换器的多输出变换器

    CEA和VEA针:电流限制和打嗝模式

    典型的电源负载电压与负载电流如图5所示。此图显示了空载到过流?;奈忍僮鳎ㄍ贾形疵枋鋈砥舳厥裕?。在电压调节条件下,电压误差放大器的输出低于电流误差放大器,允许电压误差放大器控制工作。在电流限制条件下,电流误差放大器输出低于电压误差放大器,允许电流误差放大器控制工作。当CEA和VEA之间的差试图超过50 mV时,电压和电流控制之间的界限出现。

    当CEA-和VEA-之间的差异超过50 mV时,开始出现电流限制。对于超过此工作条件的电流,UCC2540控制转换器作为纯电流源工作,直到输出电压降至其额定稳态水平的一半。然后,UCC2540将G1和G2输出设置为低,并锁定一个故障,该故障以30%的充电速率放电软启动电压。UCC2540禁止重试,直到软启动电压降至0.5 V以下。电压和电流误差放大器的功能图如图6所示。

    COMP、VEA−和CEA−引脚:电压和电流误差放大器

    从空载到满额定负载运行条件,UCC2540作为电压模式控制器运行。在编程的额定电流以上,有两级过电流?;ぃ汉懔飨拗坪凸缌鞲次?重试。本节给出了如何设计电压控制器和电流控制器,使它们以稳定的方式相互作用的建议。请参阅图6中电压和电流误差放大器的功能图。图中的电压误差放大器显示了三个非反相输入。将三个非反相输入(1.5 V、SS和TR)中的最低值与非反相输入相加,以获得电压误差信号。两个输出中的最低一个驱动反相级,反相级反过来驱动调制器。

    在稳态电压控制过程中,电流回路中的反馈元件对回路稳定性没有影响。当电流极限出现时,电压误差放大器有效地关闭,电流误差放大器控制。在稳态限流操作中,电压误差放大器回路中的负反馈元件成为电流误差放大器回路中的正反馈元件。为了使电流误差放大器稳定,电流误差放大器反馈通路中的阻抗必须低于电压误差放大器反馈通路中的阻抗。这意味着电流误差放大器负反馈路径中的电阻必须小于电压误差放大器负反馈路径中的电阻。此外,电流误差放大器负反馈路径中的电容必须大于电压误差放大器负反馈路径中的电容。(电容实际上是一个导纳值,而不是阻抗值)。这个概念如图6所示。

    为了使电流回路中稳定,所有频率上的_Z_必须小于_Z_。如果r<r和c>c,则可以实现这一点。ⅣFVFIFVFIFV
    在电流限制操作期间可能发生的另一个问题是调制器的稳定性。为了使调制器稳定,在comp pin处测量的电流纹波的上升斜率必须小于在斜坡pin处测量的上升斜率。这可以通过选择z到z的比率来实现,也可以通过在图6中与R和C(如C)平行的电容器来实现。ⅣFVFIFI枞树
    稳定动态电流回路设计

    1. 采用任何常用的方法,设计电压误差放大器进行稳定电压模式的设计。对于电压误差放大器负反馈路径(针脚9和7之间)中的任何电阻,至少使用15 kΩ。这不适用于电源输出电压和针脚7之间的电阻值;也不适用于接地和针脚7之间的电阻值。

    2. 其目的是设计电流限制控制回路,以便在电流限制条件下驱动转换器在VEA引脚和CEA引脚之间保持50 mV。选择VEA针对地和CEA针对地的电流感应元件和分压器比率,以提供所需的电流限制水平。

    3. 在电流误差放大器的负反馈路径(针脚9和8之间)中放置与电压误差放大器的负反馈路径(针脚9和7之间)中相同的部件配置。但是,使用的电阻值为插脚9和7之间对应电阻的67%,使用的电容值为插脚9和插脚7之间对应电容的150%。

    4. 检查压缩机信号。如果不稳定,在插脚9和8之间放置一个电容器(或增加电容),以减小电流纹波。提高电容器的值,直到补偿针电压稳定。比较补偿电压和斜坡电压。在稳定运行的情况下,补偿电压纹波的上升斜率小于斜坡销的上升斜率。
    RSET、RAMP、G2C、SS引脚:编程定时器电流

    在RSET和GND之间用一个电阻设置定时器的基极电流。UCC2540的方框图显示了RSET管脚与斜坡、G2C和SS特性的相关电流源的相互作用。RSET管脚是电压源;RSET管脚的电流被反射并乘以增益,然后分布到斜坡(增益=2)、g2c(增益=2)和ss(电荷增益=1.33,净放电增益=0.4)。施加在RSET引脚和GND上的电阻应在10 kΩ<rrset<50 kΩ的范围内。斜坡,g2c和ss定时器是通过选择电容器来编程的,电容器连接在各自的引脚和GND之间。

    g2c引脚:g2定时器
    UDG 04047
    G2定时器功能图
    G2C引脚编程同步整流器的最大持续时间,以便于低占空比或零占空比操作。图8显示了功能图。此功能通过在G2C针脚和GND之间连接电容器进行编程。g2c上的电容器应略大于斜坡销上的电容器。为了获得最佳结果,将典型的G2时限编程为切换周期(T)的1.5到3倍。请注意,当g2计时器达到其极限时,g1和g2都被强制为低输出。该特性可防止输出电感中的电流在零占空比条件下出现过大的负偏移。使用公式(1)对g2超时(g2to)持续时间进行编程:2 VRSETG2超时持续时间V=1.5 V(TYP)RSET1.5 t<g2超时时间<3ts g2c定时器阈值=2.5 V(典型)斜坡销:PWM调制器和G1定时器
    斜坡销有两个用途:(1)编程PWM调节器的增益;(2)编程主功率级未导致同步脉冲发生时的超时时间g1。图9显示了PWM调制器和G1定时器的示意图。

    UCC2540有一个前沿调制器,用于比较误差输出和斜坡电压。调制器频率通过同步销从外部驱动。斜坡销为脉宽调制比较器提供锯齿波,它作为由R编程的G1超时?;ず托逼碌缛萜鞯闹?。集合
    开关周期从同步信号的下降沿开始,该下降沿必须至少低50纳秒。Syncin的下降沿产生100 ns放电选通(CLK)至斜坡功能,然后允许斜坡电容器从2×I电流源充电。RSET

    为了使用g1定时器功能,开关周期结束时的峰值斜坡电压应接近c公差允许的2.5 V?;谎灾?,应将PWM调制器增益编程为等于或略大于0.4倒V。斜坡和RRSET同步针

    应用于同步销的下降沿产生窄脉冲,该脉冲是内部UCC2540功能的基本计时器。同步脉冲必须在下降沿之前至少100 ns为高,在下降沿之前至少50 ns为低,才能注册为有效脉冲。由于定时的关键性质,避免滤波同步信号的下降沿以避免信号延迟。峰值同步电压可以很容易地在2.5 V到6.6 V之间变化,这使得一个简单的电阻分压器可以在后调压器应用中缩放二次变压器电压。

    在线路电压变化更大或存在大量振铃的情况下,可能需要夹紧和/或额外增益。

    接地箝位

    在环或尖峰导致SYNCIN低于GND的应用中,用肖特基二极管(阴极=SYNCIN,阳极=GND)?;す芙?。

    过电压钳位

    由于振铃或电压水平的原因,在峰值同步电压危险地接近8 V绝对最大水平的应用中,同步信号可能需要过电压钳制。REF或VDRV可用作钳位电压,确保REF或VDRV始终为电流源。其原因是,REF和VDRV都被用来检测反向驱动时的操作模式,它们在启动时可能会锁定到错误的操作模式。

    另一个过电压夹紧选项是直接夹紧同步销。不幸的是,齐纳二极管的结电容过大,导致信号延迟过大。然而,基极-发射极钳位可在同步信号延迟最小的情况下使用,以实现所需的钳位动作。只需选择R和(R+R)即可在低端线路条件下提供适当的0 V至3.3 V信号。然后,选择r与r的比值,使晶体管在同步电压超过4V时导通。锶炭黑是炭黑是

    孤立级联Buck拓扑的同步钳位

    UCC2540与UCC28089一次侧启动控制器合作时,非常适合作为级联Buck拓扑的二次侧控制器。主侧控制器在其死区时间内发送脉冲边缘。UCC2540使用一次侧脉冲为一次侧和二次侧开关提供零电压条件。预测延迟特性调整二次侧过渡,以最小化同步整流器的反向恢复损耗。脉冲边缘信息可能随一次侧偏压的变化而变化,因此必须对其进行钳制。图12所示的电路包括适当的脉冲边缘整形电路、钳位和1500-V隔离。推荐的变压器coev部件mgbbt−00011−01比许多光隔离器小。

    VDD、VDRV、VREF和BST引脚:操作模式

    根据UCC2540的可用偏压,启动、关闭和重启条件不同。UCC2540有三种不同的偏压配置或模式。当VREF超过2 V时,在通电期间检测该模式并将其锁存到内部寄存器中。当VDD、VDRV和VREF同时小于1 V时,该寄存器被清除。所有模式都与级联降压或二次侧后调节器(SSPR)拓扑兼容。模式1和模式2的主偏压可由交流电压(如变压器的二次绕组)的二极管和电容器实现。表1列出了模式及其编程要求的摘要。

    模式1或正常运行要求装置的可用偏压为8.5 V或更高。这里,偏压驱动VDD管脚。低侧驱动偏压,V=7V,由内部线性调节器产生,它直接从VDD引脚吸取电流。高侧驱动器偏压是一个飞行电容器,当G2为Hi时,通过G2和BST之间的二极管从VDRV引脚通过G2引脚充电。当V高于2 V时,UCC2540在模式1中工作,如果V>(V和V)。模式1允许最大范围的偏压,从8.5 V<V<35 V操作。此模式与H已提供12 V偏压电源?;蛘?,模式1特别适用于输入线电压在大范围内变化且偏压直接从反射线电压中导出的应用,如图13。伏特勒病毒VDD伏特勒病毒VREFVREFVDD直流

    模式2适用于偏压通常为5 V(4.5 V至8.0 V)的应用。偏压施加在UCC2540的VDRV端子上。高侧驱动器偏压是一个飞行电容器,当g2为hi时,从vdrv引脚通过g2引脚充电。偏压到VDD引脚是通过外部电压倍增器电荷泵获得的。如果系统使用低阈值电压功率MOSFET,VDD可以直接连接到VDRV引脚。偏压可以是总线变换器输出或辅助电源,也可以是反射变换器输入电压,该电压源于调节源。

    模式3适用于同步降压变换器应用,其中偏压为调节的3.3-V电源。这是多输出功率变换器中常见的主输出电压。偏压施加在UCC2540的VREF引脚上。如果UCC2540在V高于2 V时检测到(V和VDD),则在模式3下运行。VREF> V伏特勒病毒VREF
    各种模式和偏压方案的组合。在模式1和模式2中,偏压可以是独立的辅助电源,也可以通过校正和过滤反射线电压来产生,如图13至图16所示。调节辅助电源必须与模式3一起使用,因为VREF电压的公差是UCC2540的控制公差。在模式3中,调节辅助电源可以独立于电源输入电压或者调节辅助电源可以与电源输入电压相同。

    电荷泵电容器选择

    电容器C1到C5都是电荷分配网络的一部分,它允许UCC2540将电荷传递到Q1和Q2的MOSFET门本节给出了选择C1到C5值以使转换器正常工作的指南。由于MOSFET特性、二极管d1-d4特性和闭环变换器性能,特定电容值可能需要大于推荐值。所有三种工作模式都需要一个电荷泵电容器和二极管C1和D1来驱动高压侧功率MOSFET。模式2和3需要额外的电荷泵电容器和二极管,以便向VDD提供电压。一般来说,所有电荷泵二极管都应该是肖特基二极管,以便具有低正向电压和高速度。电荷泵电容器应为具有低有效串联电阻(ESR)的陶瓷电容器,如X5R或X7R电容器。

    电荷泵电容器c1的值取决于功率场效应晶体管栅极的电荷和电容、米勒平台阈值的电压水平、d1的正向下降和闭环响应时间。卸荷高压侧栅极驱动器通常每上升沿抽取2 nc电荷,再加上来自C1的30微安直流电。通常,与高压侧功率MOSFET的栅极充电要求q1相比,无负载高压侧栅极驱动器负载是很小的。C1的典型值约为MOSFET Q1输入电容(C)的50至100倍。这通常允许在非常大的占空比下进行瞬态操作,此时C1没有足够的时间完全充电。如果C1过大,则其ESR和ESL会阻止其在瞬变期间(包括启动瞬变)充电。国际空间站

    然后根据电荷转移方向和UCC2540的要求选择电容器C2到C5。请记住,每个转换器的设计可能需要对比建议的更大的电容器比率进行调整。选择过程从表2的左侧开始,然后向表的右侧进行,这是启动前几个循环中电荷流的相反顺序。如果在设计过程中需要迭代,请按照表中所示的从左到右的顺序检查电容器的进展情况。

    VDD滤波器电容器C4必须向UCC2540(约11 mA)提供I空闲电流,再加上驱动栅极G1和G2的电荷。电容器C4必须足够大,以在启动和其他瞬态期间,在满运行的IVDD电流下维持足够的工作电压。已知工作频率和MOSFET栅极电荷(Q),平均I电流可估算为:VDDGVD其中f是开关频率S为了防止噪声问题,C4必须至少为1微F。此外,它必须足够大才能将电荷传递到功率MOSFET门。因此C4通常需要具有至少两倍vdrv滤波器电容器的电容
    输出级

    UCC2540包括双栅极驱动输出,每一个输出都能达到±3-A的峰值电流。驱动器的上拉/下拉电路是并联的双极晶体管和MOSFET晶体管。高侧和低侧双驱动器提供了一个真正的3-A大电流能力在MOSFET的米勒高原开关区域,它是最需要的。峰值输出电流额定值是来自双极晶体管和MOSFET晶体管的组合电流。当驱动输出上的电压小于双极晶体管的饱和电压时,输出电阻是MOSFET晶体管的R。DS

    输出驱动器可以从VDD切换到GND。每个输出级也提供一个非常低的阻抗过冲和下冲。这意味着在许多情况下,不需要外部肖特基钳位二极管。输出也设计为能够承受500毫安的反向电流,而不会损坏设备或逻辑不正常。

    预测门驱动技术TM
    预测栅极驱动技术通过最小化体二极管传导来最大化效率。它利用数字反馈系统来检测体二极管的导通,并调整死区延迟以最小化导通时间间隔。这种闭环系统实际上消除了体二极管传导,同时调整不同的场效应晶体管,温度和负载相关的延迟。由于功耗最小化,因此可以使用更高的开关频率,从而使组件尺寸更小。在纳秒级精确的栅极定时减少了同步整流MOSFET体二极管的反向恢复时间,从而减少了在主(高端)MOSFET中看到的反向恢复损失。最后,较低的功耗会提高可靠性。

    当UCC2540识别出适当的电压(见模式1、2或3)高于uvlo水平时,软启动间隔开始。然后,C的电压线性增加,直到它被夹在3.3V的参考电压。当软启动电压达到约2.2V(1.5V加上二极管电压降)时,应达到调节。使用方程式(5)选择一个C电容器值,以编程设定所需的软启动持续时间
    如果遇到uvlo故障,UCC2540的两个输出都将被禁用,软启动引脚(SS)将放电至GND。在清除uvlo故障之前,UCC2540不会重试。
    使用TR引脚,可以对UCC2540进行编程,以跟踪另一个转换器输出电压。如果要跟踪的电压介于0 V和3.3 V之间,只需使用一个电阻将TR引脚连接到要跟踪的电压上,电阻大约等于连接到VEA-端子的直流阻抗)。如果电压高于该范围,则再次使用分压器,其等效电阻大约等于连接到VEA-端子的直流阻抗。其他策略可用于实现顺序、比率或同步电源跟踪]。
    多输出电源的顺序排序的实现如图21所示。负载包括核心电压为1.5 V的处理器和需要3.3 V的I/O端口的应用程序可能需要顺序排序,以解决启动期间的系统级总线争用问题。在这种情况下,内核必须先通电,然后在130 ms的初始化周期后,端口才能通电。

    用TR引脚,UCC2540可以编程成以测量比率跟踪另一个转换器输出电压。比率度量跟踪是当输出电压的比率从零伏到一个或多个输出锁定调节的点是恒定的。与SS管脚相比,TR管脚更容易用于跟踪,因为施加在SS管脚上的外部电流可能会干扰SS放电电流和故障恢复。应该理解的是,被跟踪的电压在启动时必须滞后于偏压(vdd、vdrv和ref),并在?;诩湟计?。此外,在被跟踪的输出达到其稳态直流电平之前,被跟踪的输出不得达到其稳态直流电平对UCC2540进行编程以通过跟踪比A跟踪引线电源电压的一般电路如图24所示。要编程跟踪轮廓增益g和g,请遵循下面列出的比率度量跟踪设计过程。V>1.5V的同时测序的特殊情况是最简单的设计;不需要设置R=R和R=R,G。在许多其他情况下,可以通过移除G和齐纳钳位二极管的运算放大器来简化电路。如果需要运算放大器,它应该能够进行轨对轨操作,通常是低电压偏置;对于这两种要求,TLV271是一种廉价的解决跟踪电路还具有软启动电容器C。软启动电容器可用于限制短路重试尝试之间的时间,并且在从仅跟踪电源而不是主电源的故障中恢复时,它可以防止超调。

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    参考文献

    1. 电源研讨会SEM-1300专题1:高电流低输出电压应用的独特级联电源转换器拓扑,L.Balogh,C.Bridge和B.Andreycak著(SLUP118)

    2. 电源研讨会SEM-1400专题2:L.Balogh(SLUP133)的高速MOSFET栅极驱动电路设计和应用指南

    3. 数据表,UCC27223高效预测同步降压驱动器(SLUS558)

    4. 数据表,UCC37323/4/5双4-A峰值高速低侧功率MOSFET驱动器(SLUS492A)

    5. 电源研讨会SEM1600专题2:多电压轨环境下的电源排序,D.Daniels、D.Gehrke和M.Segal(SLUP224)

    6. 技术简介,PowerPad热增强包(SLMA002)

    7. 应用程序简介,PowerPad简化,(SLMA004)

    8. 数据表,TPS3103K33超低电源电流/电源电压监控电路(SLVS363)

    9. Application Note,一个革命性的电源管理解决方案,用于高效、多输出应用,作者:Bill Andreycak,(SLUA255)

    10. 应用说明,Steve Mappus(SLUA285)的预测性门驱动常见问题解答

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